Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR. Драйвер полумостовой


Ключ на плечо! – особенности применения высоковольтных драйверов производства IR

Андрей Булычев (г. Москва), Кирилл Автушенко (КОМПЭЛ)

От надежной работы выходных каскадов силовых электронных устройств зависит, в конечном итоге, работа всей производственной линии, где эти устройства применяются. Для надежного и качественного переключения управляющих силовых ключей — высоковольтных MOSFET- и IGBT-транзисторов — необходимо обеспечить выполнение ряда условий:

1) напряжение на затворе должно быть выше напряжения истока транзистора на 5…10 В для MOSFET и 10…15 В для IGBT. Задача усложняется тем, что в высоковольтной системе напряжение истока (т.е. в основной шине устройства) может достигать нескольких сот или тысяч вольт;

2) транзистор в составе системы должен иметь возможность прямого управления от логической низковольтной части системы, обычно измеряемого относительно общей шины. Таким образом, напряжение низковольтной части должно иметь смещение относительно источника питания высоковольтной части системы, которое, в свою очередь, часто является двуполярным;

3) мощность, потребляемая схемой управления затвором, не должна существенно влиять на общую производительность системы коммутации.

Основной задачей драйвера для обеспечения указанных выше требований является преобразование уровней напряжения и согласование низковольтной части системы управления, имеющей, как правило, однополярное питание, и высоковольтной части, к которой часто приложено двуполярное напряжение с высоким потенциалом.

Второй задачей, решаемой с помощью специализированных драйверов, является обеспечение высоких значений токов затвора, переключающих силовые транзисторы. Дело в том, что высоковольтные силовые ключи, как правило, имеют значительные паразитные емкости, способные накапливать большие заряды в области затвора. Для полноценного переключения таких транзисторов этот заряд необходимо рассосать или накачать, что и обеспечивается с помощью больших выходных токов драйвера.

Кроме того, драйверы силовых ключей, в отличие от простых преобразователей уровня, снабжены множественными механизмами защиты как самого драйвера, так и управляемых ключей, что позволяет выполнять формирование выходных управляющих сигналов согласно определенным алгоритмам, чтобы предотвратить выход системы из строя в аварийной ситуации.

Интегральные драйверы, производимые компанией International Rectifier, предоставляют широкий набор функций, необходимых для управления силовыми MOSFET- или IGBT-ключами.

 

Типы драйверов компании IR

В зависимости от функциональной насыщенности и выполняемых функций, изделия компании International Rectifier можно разделить на несколько типов:

  • драйверы нижнего и драйверы верхнего ключа;
  • драйверы, совмещающие управление верхним и нижним ключом;
  • полумостовые драйверы;
  • трехфазные драйверы.

Познакомимся подробнее с типами драйверов и особенностями их применения.

В зависимости от базового включения силового транзистора в систему, он является верхним или нижним ключом. На рисунке 1 представлена схема, в которой силовой транзистор является верхним ключом. Если нагрузка включена между плюсом силовой шины и стоком силового транзистора, подключенного истоком к общей шине, то в такой схеме транзистор будет являться силовым нижним ключом.

 

Пример схемы включения силового транзистора в качестве верхнего ключа

 

Рис. 1. Пример схемы включения силового транзистора в качестве верхнего ключа

Компания International Rectifier выпускает такие драйверы в одноканальном и двуканальном исполнении, с различными значениями выходных токов (до 4 А) и вариантами конфигураций инвертированных входов. Перечень доступных микросхем представлен в таблице 1.

Таблица 1. Микросхемы драйверов верхнего/нижнего ключей   

Наименование Кол-во каналов Напря-жение на шине, В Io+, мA Io-, мA Ton ном., нс Toff ном., нс Инверти-рованные входы Корпус
Драйверы нижнего ключа
IR2121 1   5   1600   3200   150   200   —   8-Lead SOIC  
IRS44273 1   25   1500   1500   50   50   —   5-Lead SOT23  
IR25600 2   25   2300   3300   85   65   IN1 / IN2   8-Lead SOIC  
IRS4426 2   25   2300   3300   50   50   IN1 / IN2   8-Lead SOIC  
IRS4427 2   25   2300   3300   50   50   —   8-Lead SOIC  
IRS44262   2   25   2300   3300   50   50   IN1 / IN2   8-Lead SOIC  
IRS4428 2   25   2300   3300   50   50   IN1   8-Lead SOIC  
Драйверы верхнего ключа
IRS2609D 1   600   200   350   750   250   —   8-Lead SOIC  
IRS2128 1   600   290   600   150   150   IN   8-Lead SOIC  
IRS21281 1   600   290   600   150   150   IN   8-Lead SOIC  
IR2125 1   500   1000   2000   170   200   —   8 or 16 Lead SOIC  
IRS2127 1   600   290   600   150   150   —   8-Lead SOIC  
IRS21271 1   600   290   600   150   150   —   8-Lead SOIC  
IRS2118 1   600   290   600   125   105   IN   8-Lead SOIC  
IRS2117 1   600   290   600   125   105   —   8-Lead SOIC  
IRS21850 1   600   4000   4000   160   160   —   8-Lead SOIC  
IRS21858 1   600   290   600   160   160   —   16 Lead SOIC  
IRS21962 2   600   500   500   90   90   —   16 Lead SOIC  
IRS21853 2   600   2000   2000   170   170   —   16 Lead SOIC  

Следует отметить, что любой драйвер верхнего ключа может быть использован в качестве драйвера нижнего ключа, если применение доступных драйверов нижнего ключа не может обеспечить требуемых рабочих характеристик системы.

 

Драйверы полумостов

Большинство микросхем из номенклатуры драйверов компании International Rectifier содержат в одном корпусе два выходных канала для управления верхним и нижним ключом. Эти драйверы управляют входными каналами независимо, что может быть использовано для одновременного открытия обоих ключей, или зависимо — это подразумевает невозможность одновременного открытия ключей (даже на короткий период за счет встраиваемой паузы между переключением ключей — так называемый Dead-Time (DT)), что обеспечивает принципиальное отсутствие сквозного тока через ключи. Во втором случае драйверы носят название полумостового драйвера (Half-Bridge driver).

Механизм встроенного временного промежутка Dead-Time обеспечивает гарантированное закрытие одного силового ключа до момента начала открытия ключа в противоположном плече. Гарантией надежного закрытия противоположного транзистора является встроенная схема, контролирующая состояние ключей, и наличие схемы задержки, формирующей промежуток времени, в течение которого закрыты оба транзистора в плечах полумоста.

Большинство драйверов обоих типов имеет структуру, представленную на рисунке 2 на примере структурной схемы драйвера IRS2110.

 

Внутренняя структурная схема драйвера IRS2110

 

Рис. 2. Внутренняя структурная схема драйвера IRS2110

Как видно из рисунка 2, сигналы управления верхним и нижним ключами поступают через соответствующие входы Hin и Lin на триггеры Шмитта, затем через элемент «3ИЛИ-НЕ» — на преобразователи уровня и формирователи ШИМ. Благодаря наличию элементов логического «ИЛИ» существует возможность заблокировать работу драйвера с помощью входного сигнала (Shut-Down), а имеющиеся на входе элементов RS-триггеры исключают неопределенное состояние входов после подачи напряжения питания на устройство.

Входные сигналы совместимы по уровням с сигналами микросхем, выполненных по стандартам технологии ТТЛ/КМОП. Некоторые драйверы интерпретируют как логическую единицу входной сигнал, уровень которого составляет не менее 10% от напряжения питания драйвера (например, IRS211x). Другие драйверы (например, серий IRS210x, IRS212x и IRS213x) имеют фиксированный диапазон напряжений, соответствующий переходному состоянию между логическими уровнями. Для указанных типов драйверов он соответствует интервалу 1,5…2 В.

Микросхемы обеспечивают одинаковую временную задержку прохождения сигнала для обоих каналов и имеют дополнительный функционал — возможность перехода в неактивное состояние (при наличии входа SD), разделение силовой и сигнальной «земель», ограничение максимального рабочего тока транзисторов и т.п. Типовые схемы включения драйверов представлены на рисунке 3.

 

Типовые схемы включения полумостовых драйверов

 

Рис. 3. Типовые схемы включения полумостовых драйверов: без Dead-Time (а) и с Dead-Time (б)

Номенклатура полумостовых драйверов в портфеле IR очень широка. В следующих сводных таблицах 2 и 3 приводится информация о микросхемах, представляющих наибольший интерес для пользователя.

Таблица 2. Полумостовые драйверы без встроенной функции Dead-Time   

Наименование Напря-жение на шине, В Ток Io+, мA ТокIo-, мA Время вклю-чения Ton ном., нс Время выклю-чения Toff ном., нс Инверти-рованные входы Разделены сигнальная и силовая «земли» Вход отклю-чения (SD) Корпус
IRS2001M 200   130   270   160   150   —       PQFN 4 x 4  
IRS2001 200   290   600   160   150   —       8-Lead SOIC  
IRS2011 200   1000   1000   60   60   —       8-Lead SOIC  
IRS2110 500   2500   2500   130   120   —   Да   Да   16-Lead SOIC  
IR25604 600   200   350   220   200   LIN / HIN       8-Lead SOIC  
IRS2301 600   200   350   220   200   —       8-Lead SOIC  
IRS2302 600   200   350   220   200   —       8-Lead SOIC  
IRS26072D 600   200   350   200   200   —       8-Lead SOIC  
IRS2607D 600   200   350   515   500   —       8-Lead SOIC  
IRS2101 600   290   600   160   150   —       8-Lead SOIC  
IRS2106 600   290   600   220   200   —       8-Lead SOIC  
IRS21064 600   290   600   220   200   —       14-Lead SOIC  
IRS2112 600   290   600   135   130   —   Да   Да   16-Lead SOIC  
IRS21856 600   500   500   150   160   LIN/HIN       14-Lead SOIC  
IRS2181 600   1900   2300   180   220   —       8-Lead SOIC  
IRS21814 600   1900   2300   180   220   —   Да   Да   14-Lead SOIC  
IRS21814M 600   1900   2300   180   220   —   Да   Да   PQFN 4 x 4  
IR25607 600   2500   2500   120   94   LIN/HIN       16-Lead SOIC  
IRS2113 600   2500   2500   130   120   —   Да   Да   16-Lead SOIC  
IRS2113M 600   2500   2500   130   120   —   Да   Да   PQFN 4 x 4  
IRS2186 600   4000   4000   170   170   —       8-Lead SOIC  
IRS21864 600   4000   4000   170   170   —   Да   Да   14-Lead SOIC  
IRS21867 600   4000   4000   170   170   —       8-Lead SOIC  
IR2213 1200   2000   2500   280   225   —   Да   Да   16-Lead SOIC  

 

Таблица 3. Полноценные полумостовые драйверы (с Dead-Time)   

Наименование Напря-жение на шине, В Ток Io+, мA Ток Io-, мA Время задержки переклю-чения плечей полумоста ном., нс Время вклю-чения Ton ном., нс Время выклю-чения Toff ном., нс Инверти-рованные входы Разделены сигнальная и силовая «земли» Корпус
IRS2003 200   290   600   520   680   150   LIN     8-Lead SOIC  
IRS2004 200   290   600   520   680   150   —     8-Lead SOIC  
IR25601 600   120   260   100   220   220   LIN/HIN     8-Lead SOIC  
IR25606 600   200   350   540   220   200   LIN/HIN     8-Lead SOIC  
IRS2509S 600   200   350   530   750   250   IN     8-Lead SOIC  
IRS2608D 600   200   350   530   250   250   LIN     8-Lead SOIC  
IR25602 600   210   360   520   680   150   LIN     8-Lead SOIC  
IRS2103 600   290   600   520   680   150   LIN     8-Lead SOIC  
IRS2104 600   290   600   520   680   150   —     8-Lead SOIC  
IRS2108 600   290   600   540   220   200   HIN     8-Lead SOIC  
IRS21084 600   290   600   540…5000   220   200   HIN   Да   14-Lead SOIC  
IRS2109 600   290   600   540   750   200   —     8-Lead SOIC  
IRS21091 600   290   600   540…5000   750   200   —     8-Lead SOIC  
IRS21094 600   290   600   540…5000   750   200   —   Да   14-Lead SOIC  
IRS2111 600   290   600   650   750   150   —     8-Lead SOIC  
IRS2304 600   290   600   100   150   150   —     8-Lead SOIC  
IRS2308 600   290   600   540   220   200   —     8-Lead SOIC  
IRS2183 600   1900   2300   400   180   220   LIN     8-Lead SOIC  
IRS21834 600   1900   2300   400…5000   180   220   LIN   Да   14-Lead SOIC  
IRS2184 600   1900   2300   400   680   270   —     8-Lead SOIC  
IRS21844 600   1900   2300   400…5000   680   270   —   Да   14-Lead SOIC  
IRS21844M 600   1900   2300   400…5000   680   270   —   Да   PQFN 4 x 4  
IR2114 600   2000   3000   330   440   440   —   Да   24 Lead SSOP  
IR21141 600   2000   3000   330   440   440   —   Да   24 Lead SSOP  
IR2214 1200   2000   3000   330   440   440   —   Да   24 Lead SSOP  
IR22141 1200   2000   3000   330   440   440   —   Да   24 Lead SSOP  

 

Трехфазные драйверы

Для управления электродвигателями часто применяются трехфазные системы электропривода. Естественно, такую систему управления силовыми транзисторами можно реализовать с помощью трех полумостовых драйверов. Но, при всей своей очевидности, данное решение получается довольно габаритным, различие значений некоторых параметров драйверов разных фаз может приводить к «перекосам» системы, снижению эффективности управления и понижению общего КПД системы.

Поэтому компания IR предлагает готовые решения данной задачи, реализованные в виде трехфазных драйверов. Наиболее интересным примером такого драйвера является микросхема IRS26302D, представленная на рисунке 4. Драйвер имеет семь выходных каналов, управляемых независимыми входами. Шесть каналов используются для построения самого трехфазного моста, а седьмой канал может применяться для реализации корректора коэффициента мощности (ККМ) или системы защиты и рекуперации.

 

Типовая схема включения семиканального трехфазного драйвера

 

Рис. 4. Типовая схема включения семиканального трехфазного драйвера

 

Если с функционалом ККМ вопросов у читателя, вероятно, не возникнет, то описание работы системы защиты может быть полезным. Итак, при управлении мощным мотором с высокой механической инерционностью, при снятии управляющих воздействий с драйвера (для остановки мотора) мотор может продолжить свое вращение по инерции, выполняя тем самым роль генератора электроэнергии — потенциал силовой шины системы начнет повышаться. Если мотор достаточно мощный, то напряжение может вырасти настолько, что превысит все допустимые уровни рабочих напряжений как драйвера, так и транзисторов моста, что приведет к их пробою и выходу из строя. Для предотвращения такой ситуации может использоваться дополнительный седьмой канал драйвера. Микросхема постоянно отслеживает значение тока на силовой шине с помощью токоизмерительного резистора, и в момент, когда будет детектирован большой обратный ток в шине (ситуация генерации электроэнергии мотором), транзистор, управляемый седьмым каналом, откроется и начнет «сливать» избыточную мощность на защитном диоде (или резисторной сборке). Если же вместо пассивного сжигания энергии в резисторном модуле в виде тепла использовать рекуператор, включенный в цепь вместо этих резисторов, то можно запасать избыточную энергию в аккумуляторных батареях для ее последующего использования (например, при работе двигателя на повышенной нагрузке).

Естественно, одной этой микросхемой семейство трехфазных драйверов, производимых компанией IR, не исчерпывается. Более полный перечень микросхем с указанием их ключевых параметров приводится в таблице 4.

Таблица 4. Трехфазные драйверы и их ключевые параметры   

Наименование Число каналов Напря-жение на шине, В Ток Io+, мA Ток Io-, мA Время задержки пере-ключения плечей полумоста ном., нс Время вклю-чения Ton ном., нс Время выклю-чения Toff ном., нс Инверти-рованные входы Корпус
IR3230S 6   65   350   350   —   250   250   LIN/HIN   28 Lead SOIC  
IRS2334M 6   600   120   250   290   530   530   LIN/HIN   28-Lead MLPQ  
IRS2334S 6   600   120   250   290   530   530   LIN/HIN   20-Lead SOIC  
IRS23365D 6   600   180   380   275   530   530   LIN/HIN   48 Lead MLPQ  
IR21363 6   600   200   350   290   425   400   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR21364 6   600   200   350   290   500   530   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR21365 6   600   200   350   290   425   400   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR21368 6   600   200   350   290   425   400   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS2336 6   600   200   350   275   530   530   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS23364D 6   600   200   350   270   530   530   —   28 or 44 Lead  
IRS2336D 6   600   200   350   270   530   530   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS26310DJ 6   600   200   350   290   530   530   —   44 Lead PLCC  
IR2130 6   600   250   500   2500   675   425   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2131 6   600   250   500   700   1300   600   —   28 or 44 Lead  
IR2132 6   600   250   500   800   675   425   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2133 6   600   250   500   250   750   700   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2135 6   600   250   500   250   750   700   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2136 6   600   250   500   290   425   400   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS2330 6   600   250   500   2000   500   500   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS2330D 6   600   250   500   2000   500   500   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS2332 6   600   250   500   700   500   500   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IRS2332D 6   600   250   500   700   500   500   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2233 6   1200   250   500   250   750   700   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2235 6   1200   250   500   250   750   700   LIN/HIN   28 or 44 Lead  
IR2238Q 6   1200   350   540   1000   550   550   HIN   64 Lead MQFP  
IRS26302DJ 7   600   200   350   290   530   530   LIN/HIN   44 Lead PLCC  

 

Драйверы измерения тока

При использовании вышеуказанных интегральных драйверов остается открытым вопрос о контроле тока, потребляемого нагрузкой. Если интегральная микросхема драйвера имеет функцию контроля тока, то, как правило, она просто сообщает о возникновении неисправности, используя дополнительный выход сигнализации об ошибке, никак не расшифровывая причину ее возникновения. Одной из причин аварийной ситуации может быть перегрузка по току выходного каскада.

Для контроля тока, потребляемого нагрузкой, компания International Rectifier выпускает интегральные микросхемы, позволяющие реализовать данную функцию. На рисунке 5 приведены схемы контроля тока, потребляемого нагрузкой, на микросхеме, совмещенной с драйвером (а), и специализированной микросхеме измерения тока (б).

Примеры включения драйверов, контролирующих ток в нагрузкеПримеры включения драйверов, контролирующих ток в нагрузке

Рис. 5. Примеры включения драйверов, контролирующих ток в нагрузке

Микросхемы IR22771 широко применяются при управлении двигателями и включаются индивидуально в каждую фазу. Микросхема не является драйвером в классическом смысле, т.к. не управляет выходными транзисторами, а только обеспечивает измерение тока и вырабатывает управляющие воздействия для центрального управляющего узла (чаще всего — DSP-контроллера).

 

Расчет параметров цепи вольтодобавки (bootstrap)

Для стабильной работы любой коммутационной схемы важен правильный выбор необходимых элементов обвязки. Для драйверов верхнего плеча и любого типа драйверов полумостов одной из важнейших внешних цепей является цепь вольтодобавки, элементами которой являются диод и конденсатор. Эти два элемента обеспечивают разность напряжения «затвор-исток», необходимую для гарантированного открывания внешнего выходного транзистора. Расположенные локально развязывающие конденсаторы на силовых и слаботочных шинах питания позволяют в значительной степени уменьшить уровень излучаемых помех, компенсируя индуктивность проводников.

Выбор номинального рабочего напряжения конденсатора вольтодобавки Cboot должен основываться на максимальном значении напряжения питания микросхемы Vcc. Емкость конденсатора выбирается, исходя из следующих параметров:

  • требуемое напряжение для управления транзистором;
  • максимальный сквозной ток IQBS для схем управления верхним ключом;
  • токи цепей смещения в пределах драйвера;
  • ток утечки «затвор-исток» IQBS транзистора;
  • ток утечки самого конденсатора вольтодобавки.

Последнее условие актуально только для электролитических конденсаторов. При использовании конденсаторов других типов им можно пренебречь. Поэтому неэлектролитические конденсаторы более предпочтительны для применения в цепи вольтодобавки.

Минимальная емкость компенсационного конденсатора может быть вычислена по следующей формуле:

 

 [1]

 

где:

Qg — заряд затвора МДП-транзистора верхнего ключа,

f — частота переключения ключа,

ICbs — ток утечки компенсирующего конденсатора,

Iqbs max — максимальный сквозной ток затвор-исток МДП-транзистора верхнего ключа,

Vcc — напряжение слаботочной, «цифровой» части схемы,

Vf — прямое падение напряжения на компенсационном диоде,

Vls — падение напряжения на нижнем ключе или на нагрузке,

Vmin — минимальное напряжение между шинами VB и VS (рисунок 2),

Qls — заряд, необходимый для создания смещения в каждом цикле переключения (обычно 5 нКл для драйверов, предназначенных для управления MOSFET с максимальным рабочим напряжением 500 В/600 В, и 20 нКл для драйверов, предназначенных для управления MOSFET на напряжение 1200 В).

Диод вольтодобавки должен выдерживать максимальное напряжение, существующее на силовой шине. Например, такая ситуация возникает, когда верхний ключ открыт, и к диоду оказывается приложено все напряжение шины. Значение прямого тока через диод зависит от частоты переключения силового ключа, то есть, от частоты заряда затворной емкости. Например, для транзистора IRF450, работающего на частоте 100 кГц, ток через диод составит примерно 12 мА.

Ток утечки при повышенной температуре для этого диода является важным критерием в приложениях, где конденсатор должен поддерживать заряд в течение длительного времени. Поэтому необходимо, чтобы этот диод быстро восстанавливался с целью уменьшения заряда, попадающего обратно в цепь питания с конденсатора вольтодобавки.

 

Борьба с отрицательными выбросами в цепи Vs

При работе с мощной индуктивной нагрузкой (мощные электродвигатели), а также при недостаточно грамотной трассировке выходного каскада мощных систем, на выходе системы можно столкнуться с высокоамплитудными выбросами обратной полярности. Описанная ситуация продемонстрирована на рисунке 6.

 

Появление на выходе выброса обратной полярности

 

Рис. 6. Появление на выходе выброса обратной полярности

Почему возникает такая ситуация и чем она может быть опасна? Рассмотрим случай работы системы на индуктивную нагрузку: когда открыт верхний ключ, через нагрузку протекает некоторый ток. При закрытии верхнего ключа вплоть до момента открытия нижнего (Dead-Time) ток в индуктивную нагрузку продолжает течь через диод нижнего транзистора, т.к. ток через индуктивность не может скачком упасть до нуля. Исток нижнего транзистора подключен к общей шине «земля», а поскольку ток течет от точки с большим потенциалом к точке с меньшим, то получается, что выброс напряжения на линии Vs имеет обратную полярность (эпюра напряжения на линии Vs приведена на рисунке 6). Этот обратный выброс через внутреннюю структуру драйвера начинает перезаряжать емкости микросхемы, что может привести к ложному отпиранию верхнего ключа. А исходя из алгоритма управления, по прошествии интервала времени Dead-Time будет открыт нижний транзистор. В этом случае возникнет сквозной ток через оба плеча системы, что наверняка приведет к выходу системы из строя, а возможно, и к возгоранию элементов устройства. Опасность выбросов отрицательного напряжения значительно возрастает с увеличением площади кристалла силового транзистора и повышением плотности тока, коммутируемого транзистором в течение короткого времени.

Интегральные микросхемы-драйверы компании International Rectifier гарантированно выдерживают отрицательные выбросы на шине Vs как минимум, до -5 В относительно общего провода. В случае, если выброс превышает указанное значение, выход управления верхнего ключа временно блокируется в текущем состоянии. Оставаясь в пределах максимально допустимых значений для Vs, эта ситуация не вызывает повреждений интегральной микросхемы, тем не менее, выходной буферный каскад не будет реагировать на изменения входного сигнала до тех пор, пока отрицательный выброс не завершится.

Для оценки устойчивости схемотехнического решения к таким экстремальным ситуациям, как короткое замыкание нагрузки или перегрузка по току (в обоих случаях отношение di/dt ® max), необходимо отслеживать поведение сигналов в двух точках:

1) смещение верхнего ключа относительно общего провода Vs — COM;

2) величину напряжения «плавающего» источника питания Vb — Vs.

Измерения следует проводить непосредственно на выводах микросхемы драйвера для того, чтобы были отражены все параметры соединений, включая паразитные воздействия линий связи и взаимного размещения, как указано на рисунке 7.

 

Точки измерения критических параметров сигнала при возникновении отрицательных выбросов на шине Vs

 

Рис. 7. Точки измерения критических параметров сигнала при возникновении отрицательных выбросов на шине Vs

Следующие мероприятия позволяют гарантировать стабильную работу системы, несмотря на воздействия импульсных помех.

1. Минимизация паразитных влияний:

а) использование коротких проводников максимально возможной толщины между ключами и драйвером, без петель и отклонений;

б) избегание пересечений трасс и межслойных переходов — они вносят дополнительно существенную паразитную индуктивность в цепь;

в) снижение индуктивности выводов электрорадиоэлементов за счет снижения высоты расположения их корпусов над поверхностью печатной платы;

г) размещение обоих ключей локализовано в «силовой» части в непосредственной близости от драйвера для максимального сокращения длины трасс.

2. Снижение воздействий на управляющую микросхему драйвера:

а) соединения цепей Vs и COM рекомендуется выполнять так, как изображено на рисунке 8;

 

Рекомендуемая топология соединений драйвера и силовых ключей

 

Рис. 8. Рекомендуемая топология соединений драйвера и силовых ключей

б) минимизация паразитных параметров цепей управления затворами транзисторов путем использования коротких трасс типа «точка-точка»;

в) следует размещать управляющую микросхему драйвера как можно ближе к силовым ключам с целью минимизации длины трасс.

3. Улучшение развязки:

а) увеличение емкости конденсатора вольтодобавки до величины более 0,47 мкФ наряду с использованием как минимум одного конденсатора с низким эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС). Это уменьшит степень перезарядки конденсатора в результате значительного повышения Vs при выбросе напряжения;

б) использование второго конденсатора с низким ЭПС в качестве фильтрующего в цепях Vs и COM. Так как этот конденсатор будет обеспечивать поддержку обоих выходных буферов и перезарядку конденсатора Сboot, то его емкость должна быть как минимум в 10 раз больше емкости конденсатора вольтодобавки;

в) если требуется включение резистора последовательно с диодом вольтодобавки, то необходимо убедиться, что напряжение шины VB не будет опускаться ниже значения общего провода COM, особенно в момент включения и максимальных значений частоты и скважности.

Следование приведенным рекомендациям позволяет значительно сократить уровень помех, возникающих в результате отрицательных выбросов напряжения. Однако, если уровень выбросов остается достаточно велик, то может оказаться необходимым снижение скорости нарастания выходного напряжения dV/dt.

В дополнение к приведенным выше рекомендациям, в целях повышения устойчивости микросхем драйверов компанией International Rectifier разработана технология повышения стойкости драйверов к отрицательным выбросам напряжения (NTSOA — Negative Transient Safe Operation Area). На рисунке 9 приведена диаграмма допустимых мощностей импульсов выбросов отрицательного напряжения, для которых компания IR гарантирует сохранение работоспособности микросхемы драйвера.

 

Область безопасной работы драйверов IR при появлении выбросов обратной полярности

 

Рис. 9. Область безопасной работы драйверов IR при появлении выбросов обратной полярности

Устойчивость к выбросам отрицательного напряжения является определяющим фактором при выборе управляющей микросхемы драйвера.

 

Заключение

Как следует из статьи, выбор драйвера для коммутации силовых MOSFET или IGBT не является трудной задачей. Достаточно определить требуемые энергетические показатели разрабатываемой системы и выбрать ее топологию. Следование указаниям по схемотехнике и топологии, приводимым в документации на микросхему и рекомендациях по применению, избавит от проблем, возникающих при работе системы. Современные интегральные драйверы компании International Rectifier 5-го поколения имеют защитные цепи и не подвержены выходу из строя при возникновении кратковременных выбросов отрицательного напряжения.

Широкая номенклатура изделий International Rectifier и их высокое качество позволяют построить надежную силовую систему любого уровня сложности с минимальными затратами как на этапе проектирования схемотехники, так и на этапе изготовления конечного устройства.

 

Литература

1. Материалы семинаров International Rectifier, Session 3: HVIC, 2013.

2. AN-978 Rev. D, International Rectifier, 2007.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail: [email protected]

Наши информационные каналы

Рубрика: новинки элементной базы Метки: driver, IGBT, IR, MOSFET, Supervisor, switch

О компании Int. Rectifier

В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. ...читать далее

www.compel.ru

Использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2110 — объяснение и примеры схем

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы. Перевод этой статьи.

Небольшое обращение от переводчика:Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто. И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи — при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на <вставить название>, само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так: — берём двигатель — берём компоненты — подсоединяем компоненты и двигатель — … — PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема — открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 — Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 — Распиновка IR2110

Рисунок 3 — Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах — в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC — это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD — это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 — Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» — в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен — функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110. Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей — на полумостовые схемы.

Рисунок 5 — Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор — танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

+MOSV может быть максимум 500В.

+VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 — Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 — Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 — Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть — так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 — Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 — Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК. Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения): http://tahmidmc.blogspot.com/2012/10/magic-of-knowledge.html

Для дальнейшего чтения я рекомендую это: http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf

Я видел как на многих форумах, люди бьются с проектированием схем на IR2110. У меня тоже было много трудностей прежде чем я cмог уверенно и последовательно строить успешные схемы драйвера на IR2110. Я попытался объяснить применение и использование IR2110 довольно тщательно, попутно всё объясняя и используя большое количество примеров, и я надеюсь, что это поможет вам в ваших начинаниях с IR2110.

geektimes.ru

IR2104 — Полумостовой драйвер — DataSheet

Свойства

  • Управляющие каналы предназначены для работы под нагрузкой

— Полностью работоспособны при напряжении до +600 В

— Нечувствителен к отрицательным переходным напряжениям

— Невосприимчив к скорости нарастания напряжения dV/dt

Купить IR2104Купить IR2104
  • Диапазон напряжений питания от 10 до 20 В
  • Отключение при снижении напряжения
  • Вход совместим с логикой на 3.3 В, 5 В и 15 В
  • Предотвращение логики поперечной проводимости
  • Внутренне установленное время задержки
  • Выход в фазе со входом
  • Вывод отключения отключает оба канала
  • Согласованная задержка распространения для обоих каналов
  • Без свинца

 

IR2104(S) — драйверы для высоковольтных, высокоскоростных MOSFET и IGBT транзисторов с зависимыми выходными каналами от низкого и высокого уровней. Технологии HVIC и КМОП структуры без эффекта защелкивания позволили создать монолитную микросхему предусматривающую использование в экстремальных условиях.  Логический вход совместим со стандартными КМОП или LSTTL выходом, вплоть до логики на 3.3 В. Выходы драйверов имеют высокий импульсный ток буферного каскада, предназначенный для уменьшения поперечной проводимости. Свободный канал может быть использован для управления мощным N-канальным MOSFET и IGBT транзистором работающем при напряжении от 10 до 600 В.

 

Типы корпусов для IR2104S и IR2104Типы корпусов для IR2104S и IR2104Схема включенияСхема включения

 

 

 

Абсолютные максимальные значения
Обозначение Описание Мин. Макс. Ед. изм.
VB Абсолютное напряжение в высоковольтной части — 0.3 625 В
VS Напряжение смещения нуля в высоковольтной части VB — 25 VB + 0.3
VHO Выходное напряжение в высоковольтной части VS — 0.3 VB + 0.3
VCC Напряжение питания низковольтной и логической части -0.3 25
VLO Выходное напряжение низковольтной части -0.3 VCC + 0.3
VIN Логическое напряжение на входе (IN & SD) -0.3 VCC + 0.3
dVs/dt Допустимое смещение питающего напряжения при переходных процессах 50 В/нс
PD  Рассеиваемая мощность при Tокр≤ +25 °С 8-выводной корпус PDIP 1 Вт
8-выводной корпус SOIC 0.625
RthJA  Тепловое сопротивление кристалл-окружающая среда 8-выводной корпус PDIP 125 °С/Вт
8-выводной корпус SOIC 200
TJ Температура кристалла 150 °С
TS Температура хранения  — 150
TL Температура припоя (10 с) 300

 

Рекомендуемые рабочие значения
Обозначение Описание Мин. Макс. Ед. изм.
VB Абсолютное напряжение в высоковольтной части VS + 10 VS + 20 В
VS Напряжение смещения нуля в высоковольтной части 600
VHO Выходное напряжение в высоковольтной части VS VB
VCC Напряжение питания низковольтной и логической части 10 20
VLO Выходное напряжение низковольтной части 0 VCC
VIN Логическое напряжение на входе (IN & SD) 0 VCC
TA Температура окружающей среды -40 125 °С

 

Динамические электрические характеристики. VBIAS (VCC, VBS) = 15 В, CL = 1000 пФ и TA = 25°C
Обозначение Описание Мин. Тип. Макс. Ед. изм. Условия
ton Время задержки включения 680 820 нс VS = 0 В
toff Время задержки выключения 150 220 VS = 600 В
tsd Время задержки отключения 160 220
tr  Время нарастания при включении 100 170
tf  Время спада при выключении 50 90
DT Время переключения 400 520 650
MT Согласование времени задержки в каналах 60

 

Статические электрические характеристики. VBIAS (VCC, VBS) = 15 В и TA = 25°C. Величины VIN, VTH and IIN измеряются относительно общего вывода «COM». Параметры VO и IO измеряются относительно «COM» и применяются для соответствующих выводов.
Обозначение Описание Мин. Тип. Макс. Ед. изм. Условия
VIH Логическая «1» (HO) и логический «0» (LO) на входе 3 В VCC = 10… 20 В
VIL Логическая «1» (HO) и логический «0» (LO) на входе 0.8 VCC = 10… 20 В
VSD,TH+ Положительное пороговое напряжение на выводе SD 3 VCC = 10… 20 В
VSD,TH- Отрицательное пороговое напряжение на выводе SD 0.8 VCC = 10… 20 В
VOH Высокий уровень напряжения на выходе, VBIAS — VO 100 мВ IO = 0 A
VOL Низкий уровень напряжения на выходе, VO 100 IO = 0 A
ILK Ток утечки смешения питания 60 мкА VB = VS = 600 В
IQBS Потребляемый ток для VBS 30 55 VIN = 0 В или 5 В
IQCC  Потребляемый ток для VCC 150 270 VIN = 0 В или 5 В
IIN+ Ток смещения на входе для логической «1» 3 10 VIN = 5 В
IIN-  Ток смещения на входе для логического «0» 1 VIN = 0 В
VCCUV+ Положительный порог снижения питающего напряжения VCC 8 8.9 9.8 В
VCCUV- Отрицательный порог снижения питающего напряжения VCC 7.4 8.2 9
IO+ Максимальный уровень импульсных токов короткого замыкания 130 210 мА VO = 0 ВPW ≤ 10 мкс
IO- Минимальный уровень импульсных токов короткого замыкания 270 360 VO = 15 ВPW ≤ 10 мкс

 

Функциональная блок-схемаФункциональная блок-схема

 

Расположение выводовРасположение выводов

 

 

Назначение выводов
IN Логический вход для управления высоковольтной и низковольтной частью (HO и LO), в фазе с HO
SD Вход отключения выходных сигналов
VB Напряжение питания верхнего плеча
HO Выход драйвера верхнего плеча
VS Возврат питания верхнего плеча
VCC Питание нижнего плеча и логической части
LO Выход драйвера нижнего плеча
COM Возврат питания нижнего плеча

 

Временная диаграмма вход/выходВременная диаграмма вход/выход

Время переключенияВремя переключения

Стробирующий сигнал отключенияСтробирующий сигнал отключения

Время задержкиВремя задержки

Согласование времени задержкиСогласование времени задержки

Если вы нашли ошибку, пожалуйста, выделите фрагмент текста и нажмите Ctrl+Enter.

rudatasheet.ru

ir2153(d) (s)Самотактируемый полумостовой драйвер 2ZV.ru

Самотактируемый полумостовой драйвер

Отличительные особенности:

  • Интегрированный 600В полумостовой драйвер
  • 15.6В стабилитрон на линии Vcc
  • Действительная микромощность при старте
  • Более жесткое начальное управление временем паузы
  • Низкий температурный коэффициент длительности паузы
  • Функция выключения (1/6 от Vcc на выводе СТ)
  • Увеличенный гистерезис блокировки при снижении напряжения (1 В)
  • Более маломощная схема преобразования уровня
  • Постоянная ширина импульсов LO,HO при старте
  • Уменьшено di/dt для лучшей нечувствительности к шумам
  • Выход драйвера нижнего уровня в фазе с RT
  • Внутренний 50нс диод запуска (IR2153D)
  • Увеличенная стойкость к защелкиванию на всех входах и выходах
  • Защита от электростатических разрядов на всех выводах
  • Напряжение смещения VOFFSET не более 600В
  • Скважность 2 (меандр)
  • Tr/Tp 80/40нс
  • Vclamp 15.6В
  • Пауза 1.2 мкс

Типовая схема включения:

IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер
 
IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер

Блок-схема:

IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер
 
IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер

Расположение выводов:

IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер
 
IR2153(D) (S) Самотактируемый полумостовой драйвер

Описание выводов:

RtРезистор задающего генератора, для нормального функционирования в фазе с LO
CtКонденсатор задающего генератора
VBНапряжение питания ключей верхнего уровня
HOВыход драйвера верхнего уровня
VSВозврат питания верхнего уровня
VCCПитание драйверов нижнего уровня и логики
LOВыход драйвера нижнего уровня
COMОбщий питания и логики

Описание:

IR2153 – улучшенная версия драйвера IR2155 и IR2151, которая содержит драйвер високовольтного полумоста с генератором аналогичным промышленному таймеру 555 (К1006ВИ1). IR2153 отличается лучшими функциональными возможностями и более прост в использовании по сравнению с предыдущими микросхемами. Функция выключения в данном устройстве совмещена с выводом СТ, при этом выключение обоих каналов происходит при подаче управляющего сигнала низкого уровня.

Кроме того, формирование выходных импульсов связано с моментом пересечения увеличивающегося напряжения на Vcc порога схемы блокировки от понижения напряжения, тем самым была достигнута более высокая стабильность импульсов при запуске.

Стойкость к шумам была значительно улучшена за счет уменьшения скорости изменения тока драйверов (di/dt) а также за счет увеличения гистерезиса схемы блокировки от понижения напряжения (до 1В). Наконец, существенное внимание было уделено повышению стойкости защелок и обеспечению всесторонней защиты от электростатических разрядов на всех выводах.

Документация:

 120 Kb Engl Описание микросхемы

2zv.ru

Драйверы для IGBT и MOSFET транзисторов

23.05.2014

Компания ЭЛТЕХ -  официальный дистрибьютор компании IXYS на территории Российской Федерации

Компания IXYS – один из мировых лидеров в производстве мощных полевых транзисторов (MOSFET)  и биполярных транзисторов с изолированным затвором (IGBT). IXYS также выпускает и  микросхемы драйверов  - для эффективного управления затвором MOSFET и IGBT транзисторов.  

Основная задача драйвера –  обеспечить согласование низковольтных  логических сигналов от контроллера с сигналами управления затвора силовых ключей.  Для более надежного переключения силовых ключей драйвера IXYS имеют дополнительные функции защиты, такие как, отключение нагрузки при перегрузки по току, отключение при пониженном напряжении питания, устойчивость к отрицательным выбросам напряжения при переходных процессах: стойкость к скорости нарастания напряжения: dV/dt, Вывод Shut down – перевод драйвера в неактивное состояние

Драйверы для IGBT и MOSFET транзисторов от компании IXYS:       

IX21844 — Высоковольтные драйверы полумоста

IX2113 — Высоковольтные драйверы верхнего и нижнего плеча

IX2127 — Высоковольтные драйверы верхнего плеча

IX2204 – Двухканальные драйверы нижнего плеча для IGBT транзисторов

IX44—  Двухканальные драйверы нижнего плеча для MOSFET транзисторов

IXD_6  –  Драйверы нижнего плеча (одноканальные и двухканальные) для  IGBT и MOSFET транзисторов

IX3120 — Драйверы с оптической изоляцией 3750В для MOSFET и IGBT транзисторов до 2.5А

CPC1580, CPC1590   — Драйверы с оптической изоляцией 3750В для MOSFET транзисторов

FDA215, FDA217 — Двухканальные  драйверы с оптической изоляцией 3750В для MOSFET транзисторов

Проверить наличие на складе и оформить заказ Вы можете в нашем каталоге

Получить более подробную информацию и заказать образцы можно в любом из офисов компании ЭЛТЕХ или написав письмо по адресу: [email protected]

 

IX21844    — Высоковольтный драйвер полумоста

IX21844   -  Драйвер верхнего и драйвер нижнего плеча, включенный по схеме полумост (Half-Bridge Gate driver). Важным преимуществом IX21844  является аппаратная реализация паузы между переключением ключей (dead time), что существенно повышает надежность конечного устройства. Временем паузы программируемое и может быть установлено от 400нс до 5мкс. Малые задержки времени позволяет реализовывать преобразование на высокой частоте.IX21844  разработан для управления MOSFET и IGBT транзисторами, работающими при напряжении до 700В. IX21844 позволяет реализовывать полумостовые, мостовые и трехфазные варианты исполнения преобразователей. 

Технические характеристики:

  • Напряжение на шине, Voffset:  600В (максимум 700В)
  • Выходной ток IO+/IO- :  1.4А  /  1.8А
  • Время задержки распространения ton/toff: 560нс/200нс
  • Время нарастания /спада фронта (tr/tf):  23нс/ 14 нс
  • Программируемая пауза переключения ( Dead time) TD:  от 400нс до 5мкс
  • Возможность работы с входными логическими сигналами: 3,3В и 5В
  • Вывод Shut Down – перевод драйвера в неактивное состояние
  • Отключение при пониженном напряжении питания (UVLO) как для верхнего, так и для нижнего плеча
  • Устойчив к отрицательным выбросам напряжения при переходных процессах

Наименование Корпус Документация
IX21844G  DIP-14
IX21844N SOIC-14
IX21844-EVAL

 Отладочная плата

IX2113 - Высоковольтный двухканальный драйвер верхнего и нижнего плеча

IX2113 -  Высоковольтный быстрый драйвер для силовых MOSFET и IGBT транзисторов. IX2113 имеет два независимых канала верхнего и нижнего плеча и разработан для схем, работающих при напряжении до 700 В. Этот драйвер надежен и устойчив к выбросам при переходных процессах, задержки распространения настолько малы, что позволяют использовать этот драйвер в высокочастотных приложениях

Технические характеристики:

  • Напряжение на шине, Voffset:  600 В (максимум 700 В)
  • Выходной ток IO+/IO- : 2А / 2 А
  • Время задержки распространения  (ton/toff):  113 нс / 100 нс
  • Время нарастания/спада фронта (tr/tf):  9,7нс/ 9,4 нс
  • Входное напряжение: 10-20 В
  • Возможность работы с входными логическими сигналами: 3,3 В
  • Вывод Shut down – перевод драйвера в неактивное состояние
  • Отключение при пониженном напряжении питания (UVLO) как для верхнего так и для нижнего плеча
  • Устойчив к отрицательным выбросам напряжения при переходных процессах

Наименование Корпус Документация
IX2113B SOIC-16
IX2113G DIP-14
IX2113-EVAL Отладочная плата

IX2127 — Высоковольтный драйвер верхнего плеча

IX2127  — высоковольтный быстрый драйвер верхнего плеча для силовых MOSFET и IGBT транзисторов. IX2127 имеет встроенный компаратор, который, обнаружив в управляемом транзисторе перегрузку по току, своевременно отключает управление (функция shut-down). При этом выход FAULT укажет, что отключение произошло из-за перегрузки по току. IX2127 оптимален для применения в схемах балласта для флуоресцентных ламп, управления электродвигателями, импульсных источниках питания и других устройствах.

Технические характеристики:

  • Напряжение на шине, Voffset:  600 В
  • Выходной ток IO+/IO- : 250 мА / 450 мА
  • Время задержки распространения  (ton/toff):  100 нс / 73 нс
  • Время нарастания/спада фронта (tr/tf):  23 нс / 20 нс
  • Возможность работы с входными логическими сигналами: 3,3 В, 5 В и 12 В
  • Отключение при перегрузки по току (Over-Current Shutdown).
  • Выход сигнала неисправности (FAULT)
  • Отключение при пониженном напряжении питания (UVLO)
  • Устойчив к отрицательным выбросам напряжения при переходных процессах

Наименование Корпус Документация
IX2127G

DIP-8

IX2127N SOIC-8

IX2204NE - двухканальный драйвер нижнего плеча IGBT

IX2204NE  - двухканальный драйвер затвора предназначенный для управления IGBT. Драйвер производится по технологии IXYS IC кремний на изоляторе(SOI), имеет широкий диапазон по выходному напряжению от -10 В до + 26 В и два токовых выхода, каждый из которых рассчитан на 2 А входного тока и 4 А выходного, и возможность включения каналов в параллель для управления более мощными транзисторами. IX2204 также подходит для управления SiC MOSFET транзисторами.

IX2204NE имеет два уровня защиты от перегрузки по току управляемого транзистора и от снижения питающего напряжения(UVLO). Так же есть выход сигнала аварии, который отражает наступление одного из вышеперечисленных событий.    

IX2204NE надежен и устойчив к перенапряжениям, которые неизбежно возникают при  возникают при коммутации мощной нагрузки.

Технические характеристики:

  • Выходной ток IO+/IO-:  2 А /  4 А
  • Время нарастания /спада фронта (tr/tf):  40 нс/ 20 нс
  • Время задержки распространения  (TDLH/TDHL):  70 нс / 70 нс
  • Входное напряжение:  от -10 В до 26 В
  • Возможность работы с входными логическими сигналами TTL
  • Отключение при перегрузки по току (Over-Current Shutdown).
  • Отключение при пониженном напряжении питания (UVLO)
  • Выход сигнала неисправности (FAULT)

Наименование Корпус Документация
IX2204NE SOIC-16

IX44__   Двухканальные драйверы нижнего для MOSFET транзисторов

IX44 -  Высокоскоростные двухканальные драйверы нижнего плеча для MOSFET. Благодаря малым задержкам распространения и очень коротким фронтам эти драйверы являются оптимальными для силовых высокочастотных применений

IXD_6  –  Драйверы нижнего плеча (одноканальные и двухканальные) для MOSFET и IGBT транзисторов

IXD_6 – это быстрые и мощные драйвера затвора для MOSFET и IGBT транзисторов. IXD_6 -  Самое большое семейство драйверов от компании IXYS.  Драйвера выпускаются в одноканальном и двухканальном исполнении, с различными значениями выходных токов (до 30А - IXD_630) и вариантами конфигураций инвертированных выходов.

 Драйверы разработаны для управления мощными MOSFET и IGBT транзисторами с минимальным временем переключения. Драйвера оптимизированы для работы на частотах до 10 МГц.

Технические характеристики:

  • Широкий диапазон напряжения питания: от 4.5В до 35В
  • Пиковый выходной ток: от 1,5 А до 30 А
  • Оптимизированы для работы на частотах до 10 МГц
  • Собственное потребление: 10 мА
  • Расширенный диапазон рабочей температуры: –40…+100 °С

 

IX3120 — Драйверы с оптической изоляцией 3750 В для IGBT и MOSFET транзисторов

IX3120 — Драйвер с оптической развязкой вход/выход 3750 В, для IGBTи MOSFET транзисторов. IX3120 обеспечивает импульсный ток управления затвором до 2.5 А, что позволяет применять этот драйвер для управления IGBT/MOSFET-транзисторами средней мощности. На входе оптрона драйвера применен светодиод инфракрасного диапазона с малым прямым падением напряжения (1.25 В). Выходной каскад рассчитан на большие пиковые токи (2,5 А max), что вместе с высокой помехозащищенностью (25 кВ/мкс) позволяет применять драйверы в таких устройствах, как: схемы управления электродвигателями, промышленные инверторы, электросварочные аппараты, импульсные источники питания и др.

Технические характеристики:

  • Прочность изоляции вход/выход: 3750 В
  • Выходной ток: 2.5 А
  • Время нарастания/спада фронта (tr/tf):  0,1мкс / 0,1мкс
  • Время задержки распространения  (tplh/tphl):  0.3мкс / 0.3мкс
  • Входное напряжение: от 15В до 30В
  • Отключение при пониженном напряжении питания (UVLO)
  • Высокая помехозащищенность (минимум 25 кВ/мксек, CMR).

CPC1580, CPC1590 — Драйверы с оптической изоляцией 3750В  для MOSFET транзисторов

CPC1580 и CPC1590 — быстрые оптически изолированные драйвера затвора, не требующие дополнительного источника питания — питание поступает от внешнего конденсатора, заряжаемого от напряжения нагрузки. Эти драйверы рассчитаны на применение в импульсных схемах с коротким рабочим циклом

Технические характеристики:

  • Прочность изоляции вход/выход: 3750В
  • Напряжение на нагрузке, VL:  15-65В
  • Время задержки распространения  (ton/toff):  150мкс / 240мкс
  • Совместимость с TTL/CMOS-логикой
  • Не требуется дополнительный источник питания
Наименование Корпус Документация
CPC1580P Flatpack-8

 

CPC1590P  Flatpack-8

FDA215, FDA217 — Двухканальные  драйверы с оптической изоляцией 3750В  для MOSFET

FDA215 и FDA217  -  оптически изолированные двухканальные драйверы затвора для MOSFET транзисторов. Представляют собой сочетание инфракрасного GaAIAs светодиода и сборки фотодиодов, при протекании тока через светодиод на выходе генерируется напряжение достаточное для управления MOSFET-транзистором.

Технические характеристики:

  • Прочность изоляции вход/выход: 3750В
  • Ток короткого замыкания выхода 2,5 мкА (4,5 мкА)*
  • Время нарастания/спада (ton/toff):  5/5 мс (2/0,5 мс)*
  • Выходы с возможностью параллельного, последовательного или независимого подключения
  • Открытый выход с возможностью параллельного или последовательного подключения

* В скобках приведены данные для FDA217

 

www.eltech.spb.ru

Драйверы для управления силовыми элементами

В этом разделе мы подробно поговорим о таких специфических узлах силовой электроники, как драйверы управления мощными ключевыми элементами, и, в частности, силовыми транзисторами MOSFET и IGBT. Как показывает практика, качественные технические показатели драйверных узлов в значительной степени определяют надежность функционирования статических преобразователей. Почему? Дело в том, что надежная работа электронной техники может быть обеспечена только качеством элементной базы, заложенной при ее проектировании, а также физическим исполнением этой элементной базы. Иными словами, чем меньше номенклатура и количество элементов в составе электронного устройства, тем надежнее его работа. Кроме того, немаловажным для обеспечения надежности является замена дискретных элементов на узлы, выполненные в интегральном (или хотя бы гибридном) исполнении. Хорошо известно, что с появлением интегральных микросхем резко сократилось число незащищенных межэлементных электрических связей, а поэтому стало меньше причин к возникновению отказов. Красноречивое тому свидетельство — стремительное уменьшение масс и габаритов персональных компьютеров при росте их производительности и функциональных возможностей.

К сожалению, узлы силовой преобразовательной техники в большинстве случаев слабо интегрируются, что ведет к дополнительным сложностям при ее разработке, производстве и эксплуатации. Однако и в этой области наметились существенные сдвиги, впрочем, в основном касающиеся схем управления. Разработаны и применяются специализированные интегрированные микроконтроллеры, формирующие управляющие последовательности, осуществляющие плавный пуск, стабилизацию, различные виды защит. Однако следует признать, что элементы силовой части преобразовательной техники по настоящее время разрабатываются на основе дискретной базы, поэтому в конечном итоге качество функционирования разработки зависит не только от качества элементной базы, но также и от того, насколько квалифицированно разработчик соединит эти элементы, насколько полно он учтет влияние паразитных параметров.

Проектируя схему управления силовыми транзисторными сборками, опытный разработчик отлично знает, что:

а)           необходимо обеспечивать «плавающий» потенциал управления «верхним» силовым ключом в полумостовой схеме;

б)           крайне важно создать быстрое нарастание и спад управляющих сигналов, поступающих на затворы силовых элементов для снижения тепловых потерь на переключение;

в)           необходимо обеспечить высокую величину импульса тока управления затворов силовых элементов для быстрого перезаряда входных (затворных) емкостей;

г)           в подавляющем большинстве случаев нужна электрическая совместимость входной части драйвера со стандартными цифровыми сигналами TTJI/КМОП (как правило, поступающих от микроконтроллеров).

Достаточно продолжительное время разработчики были вынуждены проектировать схемы драйверов управления на дискретных элементах. Эти схемы, в зависимости от квалификации и опыта разработчиков, получались более или менее удачными, но, скорее, все-таки «менее». Первым важным событием на пути интеграции драйверов управления стало появление микросхем серий IR21xx и IR22xx (а затем их более современных модификаций IRS21xx, IRS22xx), разработанных фирмой «International Rectifier». Эти микросхемы сегодня нашли широчайшее применение в маломощной преобразовательной технике, поскольку отвечают всем вышеназванным требованиям. Редкий опытный разработчик силовой преобразовательной техники не имеет опыта применения данных микросхем — настолько они популярны.

Но прежде чем рассказать об этих драйверных микросхемах, поясним, в чем заключаются их замечательные свойства, благодаря которым они стали столь популярными у разработчиков. Дело в том, что схема управления силовыми ключами всегда строится так, что ее выходной сигнал (в виде широтно-модулированных импульсов) задается относительно «общего» проводника схемы. Как видно из рис. 2.3.1, а, на котором показан полумостовой силовой каскад, для ключевого транзистора VT2 этого вполне достаточно — сигнал «Упр.2» можно непосредственно подавать на затвор (базу) транзистора через формирователь G2, так как его исток (эмиттер) связан с «общим» проводником схемы, и управление осуществляется относительно «общего» проводника.

Но как быть с транзистором VT1 который работает в верхнем плече полумоста? Если транзистор VT2 находится в закрытом состоянии, а VT1 открыт, на истоке VT1 присутствует напряжение питания UnilT. Поэтомудля коммутации транзистораУТ1 необходимо гальванически развязанное с «общим» схемы устройство G1, которое четко будет переда-

Рис. 2.3.1. К пояснению проблемы управления силовыми ключами в полумостовых схемах

вать импульсы схемы управления «Упр.1», не внося в сигналы искажений. Классическое решение этой проблемы состоит во включении управляющеготрансформатораТ1 (рис. 2.3.1, б), который, с одной стороны, гальванически развязываетуправляющие цепи, асдругой — передает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое решение считается «классикой жанра»: оно известно не одно десятилетие. Мы не будем в подробностях рассматривать этот метод, так как он безнадежно устарел, а желающие познакомиться с ним подробнее без труда разыщут литературу по проектированию сигнальных трансформаторов.

Мы обратимся к сравнительно новому способу управления силовыми транзисторными ключами, называемому бутстрепным. Собственно, способ этот был разработан достаточно давно (первые рекомендации по его использованию можно найти в литературе, изданной в начале 80-х гг. XX в.), однако широкое распространение в практических конструкциях он получил после появления драйверных микросхем, поскольку его реализация на дискретных элементах достаточно сложна. Сразу отметим, что бутстрепный метод возможно эффективно использовать только для транзисторов MOSFET и IGBT, которые требуют ничтожных затрат мощности в цепи управления. Микросхемы IRS2110 и IRS2113, выпускаемые фирмой «International Rectifier», построены именно с применением бутстрепной схемотехники, выпускаются в стандартных корпусах для монтажа в отверстие и поверхностно-монтируемые. Внешний вид микросхем показан на рис. 2.3.2.

Входным сигналом служит сигнал микросхемы управления стандартной амплитуды логического уровня, причем с помощью напряжения, подаваемого на вывод Vdd, можно обеспечить совместимость с классической 5-вольтовой «логикой», и более современной 3,3-вольтовой. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» силовыми транзисторами. 6 драйвере приняты меры по обеспечению необходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической развязки (псевдоразвязка), имеются дополнительные функции — вход отключения, узел защиты от понижения напряжения питания, фильтр коротких управляющих импульсов.

Как видно из структурной схемы (рис. 2.3.3), драйвер состоит из двух независимых каналов, которые предназначены для управления верхним и нижним плечом полумостовых схем. На входе драйвера предусмотрены формирователи импульсов, построенные на основе триггеров Шмита. Входы Vcc и Vdd предназначены для подключения питающего напряжения силовой и управляющей частей схемы, «земляные» шины силовой части и управляющей части развязаны (разные «общие» выводы — Vss и СОМ). В подавляющем большинстве случаев эти выводы просто соединяют вместе. Предусмотрена также возможность раздельного питания управляющей и силовой части для согласования входных уровней с уровнями схемы управления. Вход SD — защитный. Выходные каскады построены на комплиментарных полевых транзисторах. В составе микросхемы имеются дополнительные устройства, обеспечивающие ее устойчивую работу в составе преобразовательных схем: это устройство сдвига уровня управляющих сигналов (VdcyVcc level shift), устройство подавления коротких импульсных помех (pulse filter), устройство задержки переключения (delay) и детектор пониженного напряжения питания (UV detect).

Типовая схема включения драйверов приведена на рис. 2.3.4. Конденсаторы C1 и C3 — фильтрующие. Фирма-производитель рекомендует располагать их как можно ближе к соответствующим выводам. Конденсатор C2 и диод VD1 — бутстрепный каскад, обеспечивающий питание схемы управления транзистора «верхнего» плеча. Конденсатор C4 — фильтр в силовой цепи. Резисторы R1 и R2 — затворные. Эти резисторы также «спасают» драйвер от такого неприятного явления, как защелкивание выходных силовых каскадов микросхемы (не путать с защелкиванием в IGBT транзисторах!). Явление защелкивания выходных каскадов мы разберем чуть позже.

Рис. 2.3.4. Типовая схема включения IRS2110 и IRS2113

Иногда управляющий широтно-модулированный сигнал может быть сформирован не по двум управляющим входам отдельно, а подан на один вход в виде меандра с изменяющейся скважностью. Такой способ управления может встретиться, например, в преобразователях, формирующих синусоидальный сигнал заданной частоты. В этом случае достаточно задать паузу «мертвое время» между закрытием одного транзистора полумоста и открытием второго. Такой драйвер со встроенным узлом гарантированного формирования паузы «мертвое время» в номенклатуре фирмы «International Rectifier» имеется — это микросхема IRS2111. Микросхема выпускается в 8-выводном корпусе DIP (или SOIC). Структурная схема приведена на рис. 2.3.5.

На структурной схеме видно, что драйвер имеет встроенные узлы формирования паузы «мертвое время» (deadtime) для верхнего и нижнего плеч полумоста. Согласно документации производителя, величина «мертвого времени» задана на уровне 650 нс (типовое значение), что вполне достаточно для управления полумостами, состоящими из мощных MOSFET транзисторов. К сожалению, заданная величина «мертвого времени» не подлежит корректировке извне, поэтому использовать этот драйвер для управления транзисторами IGBT в целом не представляется возможным (ну разве что удастся найти экземпляры с небольшой длительностью остаточного токового «хвоста»).

Рис. 2.3.5. Функциональные узлы микросхемы IRS2111

Так как драйверы, выпускаемые фирмой «International Rectifier», широко известны и активно применяются разработчиками силовой техники, мы не будем подробнее останавливаться на других типах драйверных микросхем этой фирмы, а приведем их основные наименования (реально номенклатура выпуска значительно шире), которые, на взгляд автора книги, наиболее интересны для отечественных разработчиков (табл. 2.3.1). Желающие подробностей могут обратиться к оригинальной документации на сайте производителя [27].

Таблица 2.3.1. Параметры некоторых драйверных микросхем серии IRS

Очень важный параметр любого драйвера — это максимальный ток включения/отключения (/0+//0_). От величины этого тока зависит скорость переключения силового прибора, которая, как мы уже знаем, определяется величиной емкости затворов. К величайшему сожалению, драйверы фирмы «International Rectifier» не удается использовать при разработке мощной преобразовательной техники (их удел —преобразователи мощностью до 2…3 кВт). Почему? Во-первых, недостаточные для управления мощными силовыми приборами максимальные токи перезаряда входных (затворных) емкостей. Во-вторых, отсутствие гальванической развязки между управляющей и силовой частями драйвера. В-третьих, возможное возникновение эффекта защелкивания (блокировки) выходных комплиментарных структур драйвера из-за наличия наведенных токов.

При проектировании схем управления обычно считается, что выходной каскад управляющих драйверов состоит из двух комплиментарных полевых транзисторов VT1 и VT2 (рис. 2.3.6), который усиливает ток управления затвором силового ключа и имеет очень низкий выходной импеданс.

Рис. 2.3.6. Условное обозначение выходного каскада драйверной микросхемы

В действительности, благодаря специфике технологии изготовления выходных комплиментарных каскадов (рис. 2.3.7), кроме управляющих полевых транзисторов MPI и MNI в структуре кристалла имеются паразитные биполярные транзисторы QP1, QP2, QN1, QN2, которые образуют паразитную тиристорную р-п-р-п-структуру.

Теперь нам необходимо вспомнить, что в полевых транзисторах не последнюю роль играет эффект Миллера. Мы уже выяснили, что если транзистор коммутируется слишком быстро, а сопротивление цепи управления велико, напряжение на затворе может «подскакивать» на значительную (и даже опасную) величину. Затвор, присоединенный к выходу драйвера, прикладывает это наведенное напряжение к тиристорной р-п-р-п-структуре. Если приложенное напряжение окажется выше напряжения питания управляющего каскада всего-навсего на 0,3 В (величина напряжения «база—эмиттер» биполярного транзистора в открытом состоянии), наступает эффект «опрокидывания» паразит-

Рис. 2.3.7. Реальная структура выходного каскада драйверной микросхемы

ной тиристорной структуры, вывод питания замыкается на «общий» схемы. Защелка не может восстановиться автоматически, пока не будет снято питание с микросхемы, и выходной каскаддрайвера выгорает. Та же самая ситуация может возникнуть, если на выход драйвера будет наведено напряжение, на 0,3 В ниже потенциала «общего» схемы, как показано на рис. 2.3.8. Величина «затекающего» на выход драйвера тока определяется скоростью переключения транзистора — чем скорость больше, тем и ток больше. Максимальное значение «затекающего» тока, при котором драйвер работает устойчиво, для разных микросхем управления может быть разным. Для микросхем серии IRS этот наведенный ток не должен превышать 0,5 А. Повысить устойчивость микросхем управления к защелкиванию от наведенных токов можно двумя способами, и оба они связаны с ограничением скорости переключения транзисторов. Первый способ заключается в применении снаббера (специальной цепочки пассивных компонентов, замедляющей динамические процессы переключения). Второй — в установке между

Рис. 2.3.8. К пояснению защелкивания выходного каскада драйвера от «затекающих токов»

управляющим выводом драйвера и затвором ключевого транзистора небольшого сопротивления, ограничивающего наведенный ток. В этом случае наводимый ток будет замыкаться через емкости Cgd и C^, не «затекая» в микросхему управления. Величина резистора Rg не должна быть слишком большой, чтобы делитель напряжения, образованный указанными емкостями, не способствовал самопроизвольному открытию силового транзистора. В фирменной документации на драйверные микросхемы серии IRS указывается максимальный ток, который может «выдать» на управляющий вывод конкретный тип микросхемы. Если при выборе резистора микросхему использовать по току не более чем на 70—80 % от максимального значения тока, то в большинстве случаев эффект защелкивания проявляться не будет.

Второй причиной, которая может привести к защелкиванию драйвера, обычно является плохая разводка печатных проводников (рис. 2.3.9). Рассмотрим пример неудачной и удачной разводки. На рис. 2.3.9, а показано нижнее плечо полумостового каскада. Общий вывод микросхемы управления подключен не непосредственно к истоку силового транзистора, а так, что ток управления и силовой ток протекают по одному проводнику. Любой проводник, как мы знаем, обладает паразитной индуктивностью (в данном случае обозначим ее как Z/nap). При достаточно быстром изменении падения напряжения на транзисторе (Uds) во времени, скачок напряжения на паразитной индуктивности может «завернуть» точку «А» схемы выше напряжения питания микросхемы управления, типичное значение которого co-

ставляет 15 В. Это, как мы уже знаем, может привести к защелкиванию выходной структуры драйвера.

К счастью, паразитные транзисторы в выходном каскаде драйверной микросхемы обладают очень плохими частотными свойствами, поэтому, если энергия импульсного броска невелика (амплитуда импульса может быть большой при условии малости его длительности), защелкивание может и не произойти — паразитная тиристорная структура просто не успеет отреагировать на такой импульс. Опытным путем установлено, что при длительности наведенного импульса до 1 мкс вероятность защелкивания весьма мала.

Обезопасить свою разработку от защелкивания, вызванного плохим монтажом, возможно. Для этого необходимо разрабатывать топологию печати по следующему правилу: вывод «общий» микросхемы управления должен быть непосредственно присоединен к истоку мощного ключевого транзистора, а затем эта точка присоединяется к отрицательной клемме сетевого блокировочного конденсатора сглаживающего фильтра (рис. 2.3.9, б).

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

nauchebe.net


Смотрите также